Test 2. kokkuvõte (lubatud spikker) (1)

3.VASTUVÕTJA INFORMATIIVNE TRAKT - Informatiivse trakti struktuur sõltub: projekteerimise lähteandmetest (mida on eelnevalt teada signaalist, müradest), optimaalsuskriteeriumitest. kirjanduses on palju tuntud optimaalseid lahendusi teatud tüüpsituatsioonide kohta. Samas on need tüüpsituatsioonid suhteliselt lihtsad ning ei pruugi tegelike vajadustega kokku langeda. sellegipoolest taandub informatiivse trakti optimaalse projekteerimise lähtelahendused suurel määral lihtsustatud optimaalsete tüüpstruktuuride leidmisele. Informatsioonitraktis lahendatakse klassikalisi signaalitöötluse ülesandeid, milledeks on mürade, häirete taustal oleva signaali:Demodulatsioon (detekteerimine); Regeneratsioon (signaali taastamine – tavaliselt impulss -kood modulatsiooni korral; Otsimine (sageduse, amplituudi, modulatsiooni liigi, faasi järgi); Avastamine; Sünkronisatsioon (sageduse, faasi, kandevlaine viiteaja, alamkandesageduse, taktsageduse, koodi järjestuse järgi); Parameetrite (amplituudi, sageduse, faasi, viiteaja) hindamine. 3.1. Projekteerimise lähteandmed- Raadiovastuvõtja projekteerimisel saab lähteandmed jagada jä: sisendsignaali iseloom – modulatsiooni liik , signaali sagedus ja amplituud , sageduse ja amplituudi muutuste diapasoon ning kiirus, signaali kestvus, häirete iseloomustus jms; (piirangud): Analoog või digitaaltöötlus, väljundsignaali iseloomustus; (kvaliteedi kriteeriumid): valehäirete tõenäosused, signaali avastamise aeg, amplituudi hindamise täpsus, energiatarve jms. Olenevalt infokandja kujust esineb kolm enamlevinut ülesannet: 1. Teadete vastuvõtmine diskreetide abil (signaali avastamine, eristamine); 2. Erinevate pidevatoimeliste väärtuste vastuvõtt (signaali parameetrite hindamine); 3.Võnkumiste vastuvõtt ( filtreerimine ). Olulisteks lähteandmeteks optimaalsete vastuvõtjate sünteesil see, et eeldatakse teada olevaks kodeerimise viis, modulatsioon, kasutatavate signaalide klass. Loetakse ka teadaolevaks osa või kõik signaali parameetrid (amplituud, sagedus, faas, impulsi kestvus, aprioorsed tõenäosused ühe või teise sündmuse esinemiseks). Signaal loetakse täpselt teadaolevaks, kui ainsaks tundmatuks võnkumise parameetriks on teade signaali olemasolust. Optimaalse vastuvõtja sünteesil eeldatakse muidugi ka aprioorset teavet vastuvõtule kaasnevate mürade, häirete iseloomu kohta. Tundmatute parameetritega signaaliks loetakse signaali, kus lisaks tema teadaolemisele on tundmatud veel mõned signaali parameetrid (sagedus näiteks). On sünteesitud terve rida vastuvõtjate optimaalseid lahendeid (struktuure), kus eeldatakse signaali additiivse (signaaliga liitunud) valge müra taustal. 3.2 Struktuurskeemide iseärasused- Suvalise vastuvõtja enda parameetrite hindamisel või struktuurskeemi koostamisel on kasulik teada antud ülesande (või siis selle lähedase ülesande) optimaalset lahendust . Need lahendused on leidnud valgustamist paljudes kirjandusallikates; tõsi, korrektset matemaatilist tõestust on leidnud vaid suhteliselt vähesed ning suhteliselt lihtsate ülesannete lahendamiseks ettenähtud variandid. Mida rohkem on signaalist teada eelnevat (aprioorset) informatsiooni ning mida vähem parameetreid tuleb vastuvõtjal hinnata seda lihtsam on ülesanne ning seda tõenäosem on leida selle ülesande lahendamiseks optimaalne lahend . Levinumaks optimaalse vastuvõtja osaks on optimaalne lineaarne filter , millistest iseloomulikumad on filtrid järgmiste optimaalsuskriteeriumitega: Filtrid, mille väljundis tagatakse maksimaalne signaal/müra suhe, Filtrid, mille väljundis moodustuv signaal kordab lähtesignaali minimaalse ruutkeskmise veaga. Kasutatakse nn võnkumiste vastuvõtul, kus on oluline eeskätt signaali kuju edastamine 3.2.1. Maksimaalset S/N tagav filter (kasutatav signaali avastamisel ja signaali parameetrite mõõtmisel)
Filter realiseeritakse kas passiivvariandina või aktiivvariandina. Passiivvariant (signaali töötlus sobitatud filtriga ) Vaatleme tüüplahendusi. Need on nn sobitatud (signaaliga sobitatud) filtrid, millede sageduskarakteristik langeb kokku signaali spektriga . VALEMID!!! Selline filter tagab maksimaalse signaalipinge tippväärtuse suhte mürapinge efektiivväärtuse suhtes ajamomendil. Selleks on: VALEM. Sobitatud filtreid ei saa realiseerida kõigi signaalide jaoks; näiteks peab signaal olema lõpliku kestvusega. Tavaliselt valitakse t0=tsign=timpulss , kui on tegemist impulssignaaliga. Sobitatud filtri väljundisse pannakse tavaliselt lugemi võtja, milline võtab signaali amplituudi lugemi ajamomendil t0 sünkroniseerimisskeemi abil. Nii näiteks on võimalik lahendada optimaalne (maks S/N järgi) sobitatud filter täisnurksignaali jaoks nn passiivsel kujul. See koosneb integraatorist, viitelülist ja signaali summaatorist. JOONISED. Aktiivvariant (korrelatsioonimeetod) Teiseks levinud variandiks optimaalse (maks. S/N järgi) filtri realiseerimisel on nn aktiivne variant - korrelaator, mis koosneb: korrutist, kus korrutatakse signaal oma koopiaga, koopiageneraatorist, sünkronisaatorist, integraatorist. Sünkronisaator on vajalik selleks, et anda korruti teise sisendisse signaali koopia (tugisignaali) täpselt signaali saabumise hetkel (on vaja saavutada mõlemi signaali sünfaassne korrutamine ). 3.2.1.3. Faasitundetud lahendused- Võib leida ka lahendusi, mis ei ole faasitundlikud – 1. korrelaator kvadratuursete kanalitega 2. amplituuddetektoriga filter. JOON 3.2.1.4.Töötlus komplekssignaalidega (ortogonaalne töötlus) Signaalide töötlusel osutub väga efektiivseks signaali kujutamine (üleviimine) komplekskujul (komplekskujule), mis sisuliselt tähendab signaali töötlust kvadratuurkanalites.: Kui kasutada seda sagedusmuundamisel, korrutades moodustatud kvadratuurset signaali kvadratuurse tugisignaaliga, saame sagedusmuunduri ilma parasiitse kas summa- või vahesageduseta. Kui viia komplekssignaali kandevlaine sageduse nulliks, moodustub nn kompleks -mähiskõver, mis sisaldab moduleeriva signaali kogu faasi- ning amplituud infot. See võimaldab signaali töötlust madalaimal sagedusel, mähiskõvera järgi, jättes välja kandevsageduse. Kvadratuurtöötlusel aga suureneb aparatuurne keerukus , kuna nüüd on vaja tagada töötlus kahes kanalis – sinusoidaalse ja kosinusoidaalse signaalikomponendi tõttu. Pealegi peavad need kanalid olema identsed, eriti ranged nõuded on kanalite faasikarakteristikute ning signaalide kvadratuuursuse kohta. Seetõttu on see töötlusmeetod levinud rohkem digitaalsetes raadiovastuvõtjates. Komplekssignaalidega töötluses tuleb kõigepealt formeerida komplekssignaal, siis komplekssignaalile vastavad töötluskanalid. Komplekssignaali formeerimiseks kasutatakse kas aktiivset lahendust (joon. 3.2.6 b) või passiivset (joon. 3.2.7) ehk laiaribalist 90 kraadilist faasipööramisahelat : Joonis 3.2.6 Aktiivsel skeemil (3.2.6.b) häälestatakse tugigeneraator signaali kandevsagedusele, mille tulemusena saadakse komplekssne mähiskõver, madalpääsfiltrid aga lasevad läbi signaalid vahesagedusega ning suruvad maha parasiitsed summasagedusega komponendid. Passiivne variant (joon. 3.2.7) on lihtsam, kuid seal on vaja tagada laiaribaline (signaali spektri ulatuses) 90 kraadi pöörav faasinihkeahel. Siin saadakse järgmised kompleksspektri koostisosad:
Ucos=U(t)cos(ωsignt+φ(t)) ja Usin =U(t)sin(ωsignt+φ(t)) 3.3. Infotrakti optimaalsete struktuuride tüüplahendused- 3.3.1. Diskreet -info vastuvõtt – signaali avastamine ja signaalide eristamine- Siia alla kuuluvad näiteks: Binaarse avastamise ülesanne (passiivse pausiga kahendsignaali vastuvõtt telegraafisides, diskreetse informatsiooni ülekandel, signaali avastamine raadiolokatsioonis; Kahe signaali äratundmine (aktiivse pausiga kahendsignaali vastuvõtt); Mitme signaali avastamine ja äratundmine. See on vajalik mitmepositsioonilise koodiga signaali vastuvõtul, siia alla kuulub ka tundmatu sagedusega või viitega signaali avastamine. 3.3.1.1. Binaarne avastamine täielikult teadaoleva signaali korral. Optimaalsuse kriteeriumid: Vastuvõtja sisendis võib tekkida sisendsigaal u1 additiivse valge müra taustal; On või ei ole teada aprioorsed (eelnevalt ette eeldatavad) tõenäosused signaali ilmumise või mitteilmumise kohta; On vaja sünteesida vastuvõtja skeem, mis vastaks - kas signaal on vastuvõtja sisendis või signaali ei ole. Seda tuleb siis teha optimaalselt, vastavalt püstitatud optimaalsuse kriteeriumile. Signaali avastamisel kasutatakse tavaliselt kahte, tõenäosuslikku optimaalsuse kriteeriumit: minimaalse vea täieliku tõenäosuse kriteeriumit – pviga=p(0)pvalehäire+p(u1)pmitteavastamine=min, Neuman -Pearsoni kriteerium – kus eeldatakse, et pmitteavastamine=min juhul kui pvalehäire= const . Seda kriteeriumit kasutatakse tavaliselt raadiolokatsioonis, kus aprioorsed tõenäosused signaali ilmumise või mitteilmumise kohta pole teada. Seetõttu ei saa leida ka kogu vea tõenäosust. Sisendsignaal usis(t) antakse sobitatud filtrile või korrelaatorile, milledest saadavat väljundsignaali võrreldakse otsustusskeemis ajamomendil t0=tsign etteantud lävepingega Ulävi . Kui uvälj(t)>Ulävi , siis otsustatakse, et signaal on olemas (olukord u1), kui aga vastupidi, siis signaali pole (olukord 0). Avastamise optimaalsuse kriteerium (ideaalse vaatleja, Neuman- Pearsoni vm) seadistataksegi paika lävepinge valikuga. Kuigi täiesti teada oleva signaali avastamine on enamikel juhtudel idealiseeritud ülesande püstitus, võib sellega siiski hinnata võimalikke lahendusi ning nende lahenduste piirtulemusi. 3.3.1.2. Tundmatu faasiga signaali avastamine- Eeldusel et pvalehäire0,1 ja pmitteavastamine0,1 , on faasiga signaali avastamiseks vajalik peaaegu samasuur signaali energia nagu täpselt teadaoleva (teada algfaasiga) signaali korral.
Kuid suurte vigade tõenäosuste korral see enam ei kehti. Siis vajatakse mitte teadaoleva algfaasi korral juba tunduvalt rohkem signaali energiat kui teadaoleva signaali faasi korral. 3.2.1.3. Signaali avastamine faasi järgi- Väikeste signaal/müra suhete korral, kuid eeldusel, et signaali ja müra energeetiline suhe Q/N0 on piisavalt suur, on otstarbekas kasutada avastajat faasi järgi. Käsitleme siin kvasioptimaalset, teadaoleva signaali algfaasiga avastajat, mis erineb eelpooltoodud täielikult teadaoleva signaali optimaalsest avastajast vaid kahepoolse amplituudipiiriku olemasolu (kaotatakse sõltuvus amplituudist) tõttu sisendis. (Joon. 3.3.2) 3.2.1.5. Kahe signaali eristamine- 1.Loeme, et vastuvõtja sisendis on valge müra taustal üks kahest võimalikust signaalist: 2.Teada on mõlemite signaalide esinemise aprioorsed tõenäosused ja 3.Vaja on hinnata, milline signaal on parajasti vastuvõtja sisendis. See on raadio – andmeside tüüpülesanne, vastavaks optimaalsuse kriteeriumiks on täieliku vea tõenäosuse minimum. pviga=p(u1)p(u2/u1)+p(u2)p(u1/u2)=min. 3.2.1.6 Signaalid passiivse ja aktiivse pausiga- Sideteoorias vaadeldakse kahte signaali klassi – passiivse – ja aktiivse pausiga. 1.Passiivse pausi korral üks signaalidest või võrdub nulliga. Selline olukord on näiteks amplituudmanipulatsioonil. 2. Aktiivse pausi korral võib olla kaks signaalide alaliiki : •Vastassuunalised sigaaalid (vastasmärgilised) - sellisele olukorrale vastab näiteks 180 kraadine faasmanipulat- sioon (FM ehk inglise keelest PM); •Ortogonaalsed signaalid ( nihutatud signaalid), kus kehtib u1(t)u2(t)dt=0 -sellisele olukorrale vastab 90 kraadine faasmanipulatsioon (FM ehk PM), sagedusmanipulatsioon. Passiivse pausi korral signaalide eristamine on sama, mis signaali avastamise ülesanne. Seega kehtivad siin kõik ülaltoodud seosed ning arutlused. Aktiivse pausiga, täielikult teadaolevate signaalide eristamine käib (joon3.3.3). Sisendsignaal läbib kahte, ühe või teise signaaliga sobitatud filtrit või korrelaatorit ning sealt edasi antakse signaalid võrdlusskeemi. Otsus langetatakse ajamomendil t0=tsign suurema signaali kasuks. Kui on tegemist avastajaga, siis lävepinge võetakse tavaliselt Ulävi=0,5uvälj(t0). Täielikult teada olevate signaalide optimaalne vastuvõtt eeldab: •signaali algfaasi ja viidet järgiva sünkroniseerimisseadmete olemasolu vastuvõtjas. Sellist vastuvõtjat nimetatakse koherentseteks vastuvõtjateks. Need vastuvõtjad on kergemini realiseeritavad korrelaatoritel. Vastuvõtja on mittekoherentne – kui signaali algfaas pole teada. Tundmatu faasiga vastuvõtjais on vaja jälgida vaid signaali viidet. Need vastuvõtjad realiseeritakse tavaliselt sobitatud filtrite baasi. Mõningate vastuvõtjate struktuure: •Mittekoherentne AM signaali vastuvõtja. Binaarse avastamise või passiivse pausiga signaalide eristaja sisaldab (joon. 3.3.4) Faasitundetut optimaalset filtrit, otsustuste vastuvõtmise skeemi (otsustajat), sünkroniseerivat skeemi, mis jälgib signaali viiteaega (ülekantavate teadete taktsignaali sagedust) ning signaali lõppedes käivitab otsustamise. Sobitatud filtri rollis kasutatakse tavaliselt filtrit, mille läbilaskeriba on sobitatud signaali kestvusega. Filtri väljundisse on lülitatud amplituuddetektor. Mittekoherentne vastuvõtja FM (SM) signaali jaoks (joon.3.3.5): Vastuvõtja sisaldab: •kahte, faasitundetut filtrit, otsustuste skeemi, sünkronisaatorit. Kuna FM signaali amplituud ei ole infokandjaks, siis enne sobitatud filtrit asetseb kahepoolne amplituudpiirik. Sobitatud filtrid realiseeritakse sagedusselektiivsete filtritena, millistest •üks on häälestatud ühe signaali sagedusele, teine – teise signaali sagedusele, Filtrite ribalaius on jällegi määratud signaali kestvusega. Siinjuures on kasulik teada, et FM signaalide häirekindlus saavutab oma maksimumi , kui filtrite lahkuhäälestus on optimaalne: Δfopt=0,75/tsign. Koherentne , 180 kraadise faasmanipulatsiooniga kahendsignaali vastuvõtja. Lahendus korrelatsioon-filterlahenduste kombinatsioonina (joon.3.3.6). Skeemi tuumiku moodustab korrelaator, kuhu antakse: •vastuvõetud signaal •signaali koopia, mis käivitub üle esimese sünkronisaatori. Koopiaks on sünkroniseeritud sisendsignaali kandevsage-dusega harmooniline signaal. •Struktuurskeemis leiab kasutust vaid üks (võrreldes eelneva skeemiga ) optimaalne filter. See seletub sellega, et integraatoriga faasdetektor tugisignaali faasi õigel valikul moodustab filtri, mis on optimaalne mõlemi, 0 ja 180 kraadiste faasinihetega signaalide ( ja ) suhtes. Mittekoherentne suhtelise PM signaalide vastuvõtja. See töötab tavaliselt faaside võrdlemise põhimõttel (joon.3.3.7). •Sobitatud filtri väljundsignaal saab signaali kestvusega võrdse viite, •signaali lõppedes võrreldakse faasdetektoris vastuvõetud signaali faasi eelnenud signaali faasiga. •Faasdetektori väljundsignaali polaarsuse järgi langetatakse otsus signaali faasi kohta ning sellega ka otsus sisendsignaali suhtes. 3.2.1.6. Mitme signaali avastus ja eristus - Selliseks osutub ülesanne, kui vastuvõtja sisendis võib esineda üks võimalikust, võrdsete esinemiste tõenäosustega, võrdsete energiatega ortigonaalsetest signaalidest. Vaja on otsustada: •kas on signaal vastuvõtja sisendis (avastamine) •ning siis – milline võimalikest signaalidest on see vastuvõetud signaal (eristamine).•Siin on lahendiks m - kanaline panoraamvastuvõtja: Iga kanal on optimaalne oma signaali jaoks, kui üheski kanalis väljundsignaali pole, langetatakse otsus signaali puudumise kohta, kui signaal ilmneb ühes kanalis, langetatakse otsus sellele kanalile vastava signaali olemasolu kohta, signaali ilmnemisel kahe kanali väljundis jäetakse see lugem vahele. Sellisel panoraam-vastuvõtjal võivad ilmneda järgmised vead: Valehäire (otsus signaali olemasolu kohta, kui signaal puudub); Signaali moonutused (vale lugem avastamisel, mitteavastamine, vale lugemi eristus); Signaali mitteavastamine (otsustatakse, st signaali pole, kuigi tegelikult on). Kui signaalide ortogonaalsus tagatakse signaalide ajalise nihkega teineteisest, nii et nad ei kattu, saab vastuvõtja skeemi lihtsustada. Nii võib filtri asemel kasutada ühte kas diskreetselt või sujuvalt sagedusdiapasoonis ümberhäälestatavat filtrit. 3.3.2.Vastuvõtjad signaali parameetrite hindamiseks- Siin on ülesannet lihtsustavaks eelduseks , et vaatlusintervalli jooksul signaal ei muutu. Sellised olukorrad on tüüpilised signaali parameetrite mõõteülesanded, milliseid kasutatakse näiteks: •raadiojuhtimises; raadiolokatsioonis;raadionavigatsioonis. Selliste süsteemide töö kvaliteet sõltub vastuvõtuaparatuuri lahendusvõimest, mõõtetäpsusest. Nii näiteks raadiolokatsioonis sõltub mõõtetäpsus: vastuvõtja eraldusvõimest signaalide viiteaja mõõtmisel (kauguse mõõtmine); saabumise suuna eraldusvõimest (nurkkoordinaatide mõõtmine); sageduse eraldusvõimest (radiaalkiiruse mõõtmine). Süntees, milline vastaks optimaalsele lähedasele variandile signaali parameetrite mõõtmiseks (kvasioptimaalsele variandile), viib jällegi struktuuri juurde, milline sarnaneb optimaalsele vastuvõtjale kas ühe või mitme signaali avastamiseks. Siinjuures tuleb määrata ka optimaalne signaalikuju, mis peaks parima täpsuse ning eraldusvõime tagamiseks omama mõõdetava parameetri suhtes kitsa korrelatsioonifunktsiooni tipu. Kui mõõdame näiteks: viiteaega, siis on selleks funktsiooniks tavaline korrelatsioonifunktsioon ajas, mis on seda kitsam, mida laiem on signaali specter; sagedust, siis tuuakse sisse korrelatsioonifunktsioon sageduse järgi, mis on analoogne korralatsioonifunktsiooniga ajas, kuid ajalise signaali nihke asemel on siin sageduslik nihe . Selline funktsioon on vaadeldav kui optimaalse filtri väljundsignaali amplituudi muutus sageduse kõrvalehäälestamisel filtri kesksagedusest. Seega on vaja: 1.Viiteaja mõõtmise täpsuse tagamiseks kasutada laiaribalist, lühikese kestvusajaga signaale, 2. Sageduse mõõtmiseks aga kitsaribalist pika kestvusega signaali. 3. Mõlemil juhul tuleb tagada piisav energeetiline signaali/müra suhe vastuvõtjas. Kauguse (viiteaja) mõõtmise parendamisel ilmnevad tehnilise piirid signaali kestvuse vähendamisel. Seda eriti raadiosaatjate juures, sest on raske vähendada signaali kestvust, säilitades samal ajal signaali energia hetkvõimsuse suurendamisega (tagamaks samad häirekindluse parameetrid). Siin päästab keerukamate signaalide kasutamine, kus signaali ribalaiuse korrutis signaali kestvusega on suurem ühest (raadioimpulsside paketid , pseudomüra signaalid. Selliste signaalide korrelatsioonifunktsiooni laius on tunduvalt väiksem nende kestvusest. 3.3.2.1 Optimaalne vastuvõtja signaali amplituudi mõõtmiseks- Lugedes signaali faasi mitte teadaolevaks, kasutame siin faasitundetut filtrit (joon. 3.3.9) Fikseerimisskeem jätab meelde ajamomendil t0=tsign pinge sobitatud filtri väljundis, mis on võrdeline sisendsignaali amplituudiga. Kui ajamoment pole teada, siis fikseeritakse maksimaalne filtri väljundsignaali väärtus. 3.3.2.2. Optimaalne vastuvõtja signaali viiteaja (objekti kauguse) mõõtmiseks- Vastuvõtja on analoogse, joonisel 3.3.9. toodud struktuuriga: •Fikseeritakse ajamoment, millal filtri väljundsignaal saavutab oma maksimumi; sellest lahutatakse impulsi teadaolev kestvusaeg; saadud tulem ongi viiteaeg. Viiteaja eraldusvõime mõõtmisel, nagu varem märgitud, sõltub signaali korrelatsioonifunktsiooni laiusest: Viiteaja mõõtmisel lühikeste, täisnurkse mähiskõveraga raadioimpulssidega laius Δt=timpulss; Eraldusvõime tõsmiseks (korrelatsioonifunktsiooni kitsendamiseks) kasutatakse näiteks kandevsageduse lineaarse sagedusmodulatsiooniga signaali. 3.3.2.3. Optimaalne vastuvõtja sageduse mõõtmiseks- Sageduse mõõtmiseks tuleb arvestada, et sobitatud filtrite karakteristikud sõltuvad signaali sagedusest. Seega kujuneb optimaalseks: m paralleelsete kanalitega lahendus, kus kanalitevaheline sageduslik kaugus määrab vastuvõtja eraldusvõime; ühe, heterodüüni põhimõttel ümberhäälestatava filtriga lahendus. Sageduse eraldusvõimeks kujuneb nüüd Δf≈1,3/timpulss. 3.3.2.4. Pseodumüra signaalil töötav kauguse ja kiiruse mõõtja- Alljärgnev skeem (joon. 3.3.11) näitab ülesande lahendust aktiivse retranslaatoriga. 1. Sünkroniseerimisskeem käivitab pseudomüra generaatori. 2. Genereeritav kood-impulss pseudomüra manipuleerib generaatori G poolt genereeritava kandevlaine signaali faasi järgi. 3. Tekkiv signaal võimendatakse ning saadetakse eetrisse. 4. Antud näites on mõõdetaval objektil vastaja – retranslaator (objekt on aktiivne). 5. Vastuvõetud signaal antakse üle demodulaatori pseudomüraga sobitatud filtrisse . Viimane on tavaliselt realiseeritud korrelaatori baasil. 6. Korrelatsioonifunktsiooni tipu viiteaja järgi (väljasaadetud pseudomüra signaali lõpuhetke suhtes) määratakse objekti kaugus, 7. Saadetud signaali kandevlaine ja vastuvõetava signaali kandevlaine sageduste erinevuse järgi määratakse objekti liikumise kiirus. 3.3.3.1. Adaptiivsed (isehäälestuvad) optimaalsed filtrid- Need filtrid, minimeerides ruutkeskmist viga, on võimelised kohanduma vastuvõtu eritingimustega. Erinevalt püsiparameetritega filtritest vajavad need filtrid vaid vähest aprioorset informatsiooni signaali ning müra parameetrite kohta. Vaatleme ühte lahendust (joon.3.3.12) •Kompensaatori põhisisendis on signaal ja müra. •Kompensaatori (summaatori) tugisisendis on häire, mis on korreleeritud müraga •Häire läbib programmeeritava filtri, võttes kuju Kprogr.filterUmüra2. •Saadud tulemus lahutatakse signaalist Usis+Umüra1 •Nii saadakse väljundis signaal Uvälj=Usis+Umüra1-Kprogr.filterUmüra , mida kasutatakse programmeeritava filtri juhtimiseks . •Filter minimeerib ruutkeskmist viga väljundis selle kaudu, et süsteemis minimeeritakse väljundsignaali koguvõimsus, tagades sellega maksimaalse signaal/müra suhte. Sest väljundvõimsuse vähendamiseks reguleeritakse ainult mürakomponendi amplituudi ja spektraalkoostist. •Reguleerimine tugineb filtri tüürsignaali kaudu filtri impulsskarakteristiku muutmisele vastava algoritmi järgi. 3.3.3.2. Moduleeritud signaalide optimaalne vastuvõtt. Väikeste häirete korral on optimaalne vastuvõtt praktiliselt tagatud alljärgnevate AM, FM ja PM signaalide vastuvõtjate tüüpstruktuuridega (joon3.3.13). •Võrreldes AM, FM ja PM signaalide vastuvõtjaid omavahel, võib täheldada, et modulatsiooniindeksi suurendamine annab FM ja PM vastuvõtjatele tunduvalt suurema häirekindluse kui seda on võimalik saavutada AM vastuvõtjas. •Samas aga tuleb silmas pidada, et modulatsiooniindeksi suurendamine suurendab ka sisendsignaali spektri laiust, mistõttu tuleb suurendada ka vastuvõtja pääsuriba. See aga halvendab signaal/müra suhet detektori sisendis. Kui see suhe ületab teatud läve, suureneb vastuvõtja müratase järsult. •Kui on vajadus võtta vastu signaale suurte mürade taustal, siis tuleks kasutada järgivaid sagedus – kui ka faasdetektoreid. Eriti kasutatavad on jälgivad sagedusdetektorid, mis põhineb kiirelt ja täpselt PM moduleeritud signaali sageduse muutusi järgival kitsaribalisel filtril. Sellise kitsaribalise filtri kasutamisega saab suurendada signaal/müra suhet suurte mürade tingimustes. 3.4. Sageduse süntesaatorid- Süntesaatoreid, mis genereerivad signaale, katmaks vajalikku sageduste võrku, kasutakse vastuvõtjates sagedusliku häälestuse muutmiseks, häälestusvaba raadiokanalite ümberlülimiseks, numbrilistes faasijärgihäälestussüteemides ja paljudes muude rakendustes. Vajalik sageduste võrk saadakse ühe tugigeneraatori (tavaliselt kvartsgeneraatori) sageduse koherentse muundamisega, sageduse kordistamise ja jagamisega. Saadud signaalide pikaajaline sagedusstabiilsus on võrdne tugigeneraatori pikaajalise sagedusstabiilsusega. Realiseerimise põhimõttelt jagunevad süntesaatorid analoog- ja digitaalpõhimõttel töötavateks. Tänapäeval on levinud põhiliselt digitaalsüntesaatorid, analooglahendusi võib otstarbekaks pidada vaid väga kõrgetel sagedustel . Süntesaatorite põhiparameetrid oh järgnevad: • Sagedusdiapasoon . On määratud vastuvõtja töödiapasooniga; kui tegemist on heterodüünisagedusega genereerimisega, tuleb arvestada heterodüüni sagedusdiapasooniga; •Sageduse ümberhäälestuse samm (diskreet). Määratakse vastuvõtja otstarbega. Võib olla üsna väike, kui näiteks süntesaatori sagedusi kasutatake tugisagedustena Doppleri efektist tingitud sagedusmuutuste (kuni tuhandikud hertzist) mõõtmiseks. Võib osutuda oluliseks ka faasierinevuste diskreet, eriti väikeste sagedusdiskreetide korral. •Väljundpinge kuju. Näiteks vastuvõtja analoogosas (heterodüün muundus -võimendustraktis) on levinud harmoonilised signaalid, enamikes numbrilistes süsteemides aga signaalid impulsskujul. •Väljundsignaali lubatud kõrvalkomponentide tase. Näiteks vastuvõtja heterodüünile on see piires –60…-120 dB. Digitaalsüsteemides on see nõue tavaliselt leebem. •Faasimürade tase. Antakse kas nende mürade lubatud spektraaltihedusega – kui neile järgneb lineaarne filtreerimine või nende integraalse võimsusega (dispersiooniga) – kui kasutatakse signaali vahetult, filtrit ei järgne. Eriti tundlikud faasifluktuatsioonidele on tugisignaali allikad sünkroonseks detekteerimiseks või tööks faaslukksüsteemides. •Sageduse ümberlülimise aeg. Näiteks sidevastuvõtjas võivad olla siin üsna leebed nõuded, lubatud võib isegi olla vahepealne signaali kadumine, rääkimata signaali faasihüpetest. Faasi järgihäälestussüsteemides aga on soovitav vältida igasuguseid siirdeprotsesse signaalide ümberlülimisel. 3.6. Faasjärgihäälestuse süsteem- Faasjärgihäälestussüsteemid on kasutusel AM, PM ja FM signaalide detekteerimiseks, kahendkoodiga signaali sünkroniseerimiseks ja töötluseks, sagedussüntesaato-rites, sageduskordistites. FJH süsteemi detailne analüüs kujuneb väga keerukaks, mistõttu antud kursuses seda ei käsitleta. AM, PM ja FM signaalide detekteerimiseks kasutatava FJH süsteemi töö põhimõtet saab selgitada järgneva joonisega (joon. 3.6.1). Sisendsignaal usis(t), mis on läbinud ribafiltri, antakse nn faasiluku faasdetektorile D1. Faasdetektori tugisignaali allikaks on tüüritava sagedusega generaator . Selle detektori väljundsignaaliks on sisendite signaalide sageduste ja ka faaside erinevustest tingitud veasignaal, mis juhib üle madalpääsfiltri tüüritava generaatori sagedust. AM ja PM signaalide sünkroondetekteerimine realiseerub sünkroondetektoris D2, kus korrutatakse sisendsignaal ülalmärgitud FJH süsteemist (joonisel punktiiriga ümbritsetud) saadava tugisignaaliga: AM signaali detekteerimisel peab tugisignaal olema sünkroonis AM signaali kandevsagedusega; PM signaalide korral aga 90 kraadi kandevsignaalist nihutatud. Vajalike faasinihete ning võimaliku täiendava faasikorrektsiooni sisseviimiseks on faasluku väljundisse lülitatud faasipööramise ahel. FJH süsteemi eripärad: Väikese signaali amplituudi korral FJH süsteemi sisendis võib välismõjutuste tõttu kaduda sünkronism. Seepärast tavaliselt analooglahendused ei leia kasutust signaali/müra suhete korral alla 10…20 dB. Vajaduse korral saab signaal/müra suhet parandada FJS sisendis sellele eelneva filtri selektiivsuse tõstmisega. FJH süsteemi ekvivalentne ribalaius valitakse väljundsignaali lubatud faasi kõrvalekallete või siis väljundi lubatud signaal/müra (müra/signaaal) suhte järgi: σ2=(Pmüra/Psign)=N0Пmüra/Psign. On oluline teada et: •FJH süsteemi normaalseks tööks tuleb tagada signaal/müra suhte väärtuseks vähemalt 10. •müra ribalaius määrab ka sisendsignaali sageduse muutumise maksimaalse kiiruse. Nii näiteks võttes lubatud faasi dünaamiliseks veaks 36 kraadi ning FJH süsteemi sisendsignaaliga haakumise (kaasahaarumise) tõenäosuseks 0,9, saame kiiruseks νhaarde=0,3Пmüra│Hz/s│. 4.1.1. A/D muundus raadiosagedusel- Vastuvõtja sisendison: usis(t)=usign(t)+umüra(t)=U(t)cos(ωskeskt-φsis(t)) Kui sagedus on teada, võib sisendprotsessi kirjeldada sama täpselt tema kompleks-mähiskõvera järgi U(t)=exp(-jφsis(t))=C(t)-jS(t). Analoog-digitaalmuundus on sisendprotsessi usis(t) ajaline diskretiseerimine ja nivoo järgi kvanteerimine. Kehtiv on, et esimeses spektraaltsoonis 0…1/2 Tdiskr (k=0) sisendprotsessi usis(t) diskreetsete lugemite usis(tr) spekter vastab täielikult lähtespektrile. Seega võib siis diskreetsete lugemite usis(tr) põhjal taastada esialgse pidevatoimelise protsessi usis(t) moonutusteta. Et suruda maha spektrikomponendid, mis asetsevad väljaspool esimest spektraaltsooni k/2Tdiskr…(k+1)/2Tdiskr, kasutatakse enne diskretiseerimist kõrge sageduskarakteristiku täisnurksusega MP analoogfiltrit nn alias-filtrit. 4.1.2 AD muundus vahesagedusel- 4.1.2.1. Töötlus signaali hetkväärtuste järgi (reaalse, mittekompleksse signaali töötlus)- Kui on piiratud ADM töökiirus, siis selleks, et töödelda signaali ikkagi esimeses spektraaltsoonis 0…1/2 Tdiskr , on vaja signaali sagedust muundada allapoole, vahesagedusele. See on vajalik ka siis, kui kõrgsagedusvõimendis ei saada piisavat võimendust, tagamaks piisavat signaali amplituudi signaali kvanteerimiseks. Sellisel juhul tuleb signaali töödelda vahesagedustrakti väljundis. Kuid et vältida spektri moonutusi peegelsignaali poolt, tuleb ikkagi kasutada enne segustit (kõrgsagedusvõimendis) kõrge sageduskarakteristiku täisnurksusega analoogfiltrit. 4.2. Digitaalsed sidejuhtimise süsteemid-Sellised süsteemid (DSS): •analüüsivad signaali/müra (S/N) suhet vastuvõtja sisendis • langetavad otsuse signaali olemasolu kohta; •signaali olemasolul aga langetavad otsuse vastuvõtja edasiseks tööks – näiteks lülitab sisse jälgiva detektori. •Lisaks signaal avastamisele peab DSS määrama ka signaali sageduse ning vajadusel ka S/N suhte. •Suurematel S/N suhetel signaali avastamine ei ole eriliseks probleemiks ning ei teki vajadust sidejuhtimisesüsteemi järgi. Põhiliseks DSS ülesandeks ongi spektraalanalüüs, mille tulemusena: •valitakse maksimaalne spektraalkomponent, mida võrreldakse teatud lävepingega: Kui see pole ületatud, antakse otsus signaali mitteilmumise kohta, kui on ületatud – signaali olemasolu kohta. 4.2.2.Spektraalanalüüsi viisid 4.2.2.1. Järjestikkune analüüs-Lihtsaimal juhul võib kasutada järjestikulist spektraalanalüüsi. Sellisel juhul analüüsitakse tundmatu sagedusega signaali, mida püütakse leida, analüüsides kogu etteantud sagedusdiapasoon ümberhäälestatava filtriga järjestikku läbi. Seejuures: 1. Selle filtri ekvivalentne müra ribalaius Пmüra peab tagama hea S/M suhte. 2. Sageduse ümberhäälestuse kiirus ei pea (ega saa) olla suur, sest reaktsioon signaali olemasolust peab saavutama piisava väärtuse signaali olemasolu märkamiseks. 4.2.2.2. Paralleelanalüüs- Järjestik-analüüsi aeg võib tihtipeale kujuneda liiga suureks. Selle aja vähendamiseks tuleb järjestikanalüüsilt üle minna paralleelanalüüsile. Selleks aga on vaja süsteem, mis koosneb: 1. paralleelsest, üksteist sageduslikus mõttes külg-küljega katvast ribafiltrist. 2. Sellisel juhul spektraalanalüüs kiireneb ning analüüsi aeg on määratud siirdeprotsessidega ühes filtris – so (2…3)τfilter ekv. 4.2.3.Digitaalsed kvadratuurfiltrid 4.2.3.1. Reaalsignaali filter- Reaalsignaali töötleva kvadratuurfiltri digitaallahendus on toodud joonis 4.2.4.a: •Sisendprotsessi usis hetkväärtused diskretiseeritakse võrdsete ajaintervallide tr (r = 0, 1, 2, 3, …) tagant ja kvanteeritakse ADM poolt. •Saadud digitaalsed lugemid zsis(r) korrutatakse sinusoidaalse ja kosinusoidaalse tugisignaalide lugemitega. Teisiti öelduna, korrutatakse digitaalse sagedussüntesaatori (DSS) poolt formeeritud kompleksse tugisignaali exp(-jω0tr)=cosω0tr-jsinω0tr lugemitega. •Korrutiste tulemused summeeritakse kogumisperioodi Tkogumisaeg=NTdiskreetimine. B. 4.2.3.2. Komplekssignaali filter- Komplekssignaali töötlusel (joonis 4.2.4.b): 1. diskretiseeritakse ja kvanteeritakse komplekssignaalid S(t) ja C(t), mille tulemusena saadakse komplekslugemite valim ν(r)=zc(r)+jzs(r). 2. Edasine töötlus on sarnane reaalsignaali töötlusele selle erinevusega, et zsis=(r) asendatakse ν(r)-ga. Digitaalsete kvadratuursete filtrite realiseerimine on tunduvalt lihtsam, kui piirdutakse binaarse kvanteerimisega. Siis saab korrutamisel piirduda vaid tugisignaali märgi muutmisega – kui sisendlugem on –1, muutes tugisignaali märki ning kui sisendsignaal on +1, märki mitte muutes. 4.3. Automaatse võimenduse reguleerimise (AVR) digitaalsed lahendused- Automaatsed võimenduse regulaatorid kontrollivad võimendi väljundsignaali nivood , püüdes seda hoida kindla suurusega. Levinum AVR lahendus on selline, kus AVR reguleeriv ahel on VMT tagasiside ahelas. Sellega reguleeritakse võimendust AVR- detektorile (tüürsignaali väljavõtmise kohale) eelnevates astmetes; Harvem kasutatakse võimenduse reguleerimist ilma tagasisideta – näiteks võimenduse reguleerimine AVR detektori asukohast tagapool asetsevates astmetes; Tavaliselt kasutatakse viivitusega AVR-I, kus siis võimenduse reguleerimine hakkab toimima alles pärast teatud AVR tüürsignaali läve saavutamist. AVR digitaallahendustes (D-AVR) tänu numbrilise integraatori (reversiivloenduri) kasutamisele väljundpinge amplituud ei sõltu enam sisendpinge amplituudist. Seega: ebaefektiivsuse tegur on neis võrdne nulliga; reguleerimistegur võrdub signaali amplituudimuutuse dünaamilise diapasooniga, alates D-AVR rakenduslävest; Seejuures on ka siin tegemist viitega võimenduse reguleerimisena, kus siis AVR rakenduslävi pannakse paika vajaliku sisendsignaali nivoo järgi. •Detektori väljundsignaal kvanteeritakse binaarselt: Kui Uvälj>Ulävizdet=-1, kui UväliUlävizdet=1; •Saadud veasignaal (kas – 1 või +1) antakse keskendavasse reversiivsesse loendurisse RL1 loendusteguriga n1. •Loenduri täitumisel saadakse tema väljundis impulss, mis siis ühe võrra kas suurendab või vähendab (sõltuvalt ületäitumise märgist ehk siis saadava vea keskväärtuse märgist) arvu teises loenduris (RL2). •Teise loenduri kood muutub vahemikus . Selles loenduris aga ei või lubada ületäitumist: kui kood saavutab või , toimub vastavamärgilise impulsi saabumisblokeering. •Loenduri RL2 kood ( kuni ) reguleerib VMT trakti võimendust. Nimetame siis koodile väärtusega vastavaks võimenduse maksimaalne suurendamine (maksimaalne võimendus), koodile 0 - võimenduse maksimaalne vähendamine. 1. Et amplituudmodulatsiooni ei tekiks ( et see ei sõltuks sisendpinge amplituudist – seega ka koodist R), on vajalik, et koodi muutusele ühe ühiku võrra võimendustegur muutuks ühe – ja sama arv korda. Teisiti – see muutus =(Ku+ΔKu)/Ku=const, kusjuures ΔKuKu. Seda saab tagada, viies reguleerimisahelasse sisse eksponentsiaalse sõltuvuse – näiteks koodiga juhitava attenuaatori abil. 2. Parasiitset AM saab statsionaarses režiimis ka vältida, kui kvanteerijasse viia sisse amplituudi-tundetu tsooni. See on samaväärne üleminekuga kahenivooliselt kvanteerimiselt kolmenivoolisele kvanteerimisele. Tundetu tsooni pikkuseks peaks olema reguleerimisdiskreedi väärtus 2mAMUlävi . Siin siis suurus mAM kujutaks endast amplituudi reguleerimise staatilist täpsust. Sellise kolmenivoolise ADM saab realiseerida kahe komparaatoriga lävedega vastavalt UlävimAMUlävi. 4. Diskreetimissageduse Fdiskr=1/Tdiskr on soovitav valida vähemalt suurusjärgu võrra kõrgema kui seda on analüüsitav protsess ADM sisendis. Viimane määratakse ühtlasi ka AVR detektori väljund- madalpääsfiltri pääsuribaga. 5. Siirdeprotsessis antakse pidevalt ühemärgiline vea signaal, mis viib siis RL2 koodi ühtlasele suurenemisele. Halvimal juhul (pikimal siirdeprotsessil) muutub see kood 0-ist kuni Rmax, kus siis siirdeprotsessi kestvuseks tuleb tsiirde=Rmaxt1, kus korrigeerivate impulsside periood RL1 väljundis t1=n1Tdiskr. Siin suurus n1 oli esimese loenduri maht. Niisiis saame maksimaalseks siirdeajaks : tsiirde=Rmaxt1 mis määrab maksimaalse viiteaja signaali ilmumise ja kadumise korral. Kui see aeg on liiga suur, tuleb valida kiiretoimelisem - näiteks paljunivoolise kvanteerimisega AVR. 4.4. AM, FM ja SM signaalide digitaalsed järgiv-detektorid 4.4.1.Järgivdetektorid ADM –ga ringahela sees- Antud lahenduses toimub sisendsignaali diskreetimine ja kvanteerimine impulsside tekke korral sageduse süntesaatori väljundis. Viimane kuulub digitaalse faasijärgihäälestuse süsteemi, kus faasdetektori ülesannet täidab ADM1 (joon. 4.4.1).Digitaalsel faasdetekteerimisel, kui esineb kandevlaine ning modulatsiooniindeks on alla , pole vajadust eraldi sünkroondetektori järele. Sünkroondetektori rollis on siis seesama ADM1. Digitaalfiltri DF1 abil tagatakse vajalik D-FJH süsteemi müra ribalaius müra ,ning vajalik astaatilisuse tegur. Filtri DF3 abil eraldatakse detekteeritud signaal mürast. Piisavalt kitsa ribalaiuse korral sagedussüntesaatori väljundis tekivad impulsid nendel ajahetkedel, mis vastavad FM signaali kandevlaine nullidele mis langevad kokku moduleerimata sisendsignaali nullidega). Digitaalsel amplituuddetekteerimisel võib kasutada seda sama D-FJH süsteemi, kuid sünkroonseks detekteerimiseks on vaja täiendavalt veel üks ADM - ADM2. Sellele antakse digitaalsest sagedussüntesaatorist diskreetimise impulsid faasinihkega esimesele ADM1- le antavate impulsside suhtes. Binaarse kvanteerimise korral lihtsustub järgiva detektori (demodulaatori) ehitus. Binaarse, ringahela faasdetektori ning FM signaalide sünkroondetektori rolli täitva ADM1 väljundimpulsid antakse diskreetsele keskmistusseadmele: Viimane realiseeritakse tavaliselt reverseeritava loendurina
lugemite arvuga nkeskmst •Selle arvu seadistusega pannakse paika järgiva detektori ekvivalentne ribalaius müra Keskmistusseadme ületäitumise impulsid antakse diskreetsele faasipöörajale. •Iga impulsi saabumisel muudab faasipööraja väljund-ignaal oma faasi 2/n, kus njagamis on faasipööraja korrigeerivate impulsside jagamistegur. 4.4.2. Järgivdetektorid ADM –ga enne ringahelat- Järgiva detektori realiseerimisel mikroprotsessori baasil on sobivam asetada ADM enne faasjärgi-häälestussüsteemi. ADM väljundis saadakse kas reaalsed või siis komplekssed sisendlugemid, milledega sooritatakse siis vastavad matemaatilised tehted ( liitmine , korrutamine vms). Vajalikud käsud nende operatsioonide tegemiseks on salves-tatud püsimällu. Korrutise imaginaarne osa zdr=Im(ν*r) on DFJH süsteemi veasignaaliks olles samaaegselt FM signaali detekteerimise tulemus. Korrutise reaalosa Re(ν*z) on aga AM signaali detekteerimise tulemus, olles kasutatud ühtlasi ka suletud ringahela haardumise indikaatoriks sisendsignaaliga. Veasignaal zd töödeldakse veel digitaalfiltri ahelas, mille tulemusena saadakse sageduse kood (kui SM signaali detekteerimise tulemus). Skeemi raskeimaks operatsiooniks on kahe kompleksarvu korrutamine. Kui on tegemist puht reaalsignaalide korrutamisega, on see lihtsamini realiseeritav. 5.1 Sageduskordistid- Vastuvõtjate signaalitraktis sageduskordisteid tavaliselt ei kasutata, küll aga leiavad nad kasutust vajaliku sagedusega heterodüünisignaalide formeerimiseks. Ideaalne sageduskorruti peaks muundama lähtesignaali usis=Usiscos(ωt+φ) signaaliks uvälj=Uväljcosn(ωt+φ). Reaalsetes kordistites aga esineb lisaks soovitud sageduskomponendile ka muid harmoonilisi. Viimased tuleb siis kordistusjärgselt maha suruda. Kordisteid iseloomustatakse järgmiste parameetritega: •Kordistustegur; •Sisendsignaali diapasoon ja selle muutuse piirid; • Sisend -ja väljundsignaalide amplituudid ; •Väljundsignaali amplituudi sõltuvus sisendsignaali amplituudist ja selle sageduse, amplituudi kõrvelehäälestusest arvestuslikust; •Parasiitsete signaalikomponentide mahasurumine; •Väljundfaasimürade spektraaltihedus; • Kordisti astmete arv; •Mõõdud, kaal, tarvitatav võimsus. Koostöös mikroskeemidega on kordisti oluliseks näitajaks kordistis kasutatav filtri tüüp, selle hüve, mõõtmed ja tehnoloogilisus. 5.1.1. Mittelineaarsed filter – sageduskordistid- Siin leiab rakendust võimendi või näiteks dioodi mittelineaarsus, tänu millele saadakse sageduskordisti (joonis 5.1.1.a) väljundis polüharmooniline signaal. Vajalik harmoonik eraldatakse sealt siis vastavale sagedusele häälestatud filtri abil. Mittelineaarsuse sobilikuks kujuks peaks olema kahepoolne n-astmeline parabool, kus n - soovitav sageduse kordistuse kordsus (joonis 5.1.1 b). Signaali spekter võtab vastavalt kordistuskordsusele järgmised kujud: cos2α=(1+cos2α)/2; cos3α=(cos3α+3cosα)/4; cos4α=(cos4α+4cos2α+3)/8; cos5α=(cos5α+5cos3α+10cosα)/16. Toodud seostest võib näha, et väljundspekter sisaldab üle ühe (kas paaris või paarituid) harmoonilisi. See ilmneb tänu kahepoolse parabooliga kirjeldatavale mittelineaarsusele. Kasutades ühepoolsele paraboolile vastavat mittelineaarsust jäävad väljundis alles kõik soovitud väljundsignaali suhtes madalamad harmoonilised. Ülemised, n-st kõrgemad harmoonilised puuduvad aga mõlemil juhul. Aktiivelementidest vastavad paraboolsele (teist järku, ühepoolsele) karakteristikule vaid väljatransistorid. Kõrgemat järku mittelineaarsustega ahelaid võib küll sünteesida, kuid suhteliselt keerukate lahenduste tõttu kasutatakse neid ahelaid vähe. Praktikas kasutatakse tavaliselt bipolaarseid transistore, nende karakteristikute erinevuse tõttu ideaalsest on aga tulemused – soovitud väljundsignaali võimsus ning teiste harmooniliste mahasurumine - halvemad. Sellise kordisti väljundsignaal on laotatav Fourier ritta , millest siis eraldatakse soovitud harmooniline komponent . Sellisel n kordsel sageduskordistusel on väljundsignaali pinge avaldatav koormustakistuse ja vastava vooluharmoonilise kaudu: Uvälj.n=Rkoorsmus.nIn. 5.1.2. Aperioodilised sageduskordistid- Nende kordistite tööpõhimõtte järgi antakse kogu sisendsignaali energia üle n- dale harmoonilisele väljundis. Seetõttu puuduvad väljundis ebasoovitavad harmoonilised ning teoreetiliselt võttes puudub vajadus ka väljundfiltri järele. Selliste kordistite loomine tugineb Tšebõševi polünoomile vastavate karakteristikutega süsteemi sünteesimisele (joonis 5.1.2.a ). Nii näiteks tõstetakse signaal n- astmesse, seejärel saadud spektrist lahutatakse madalamat järku parasiitharmoonilised. (joonis 5.1.2.b). Sellegipoolest ülalmärgitud tööpõhimõttel töötavad kordistid pole konstruktsiooni keerukuse tõttu levinud. 5.1.3.Sageduskordisti harmooniliste mahasurumisega faasmeetodil - Tööpõhimõte tugineb siin väljundspektris leiduvate parasiitsete harmooniliste kompenseeri-misele faasi järgi (joonis 5.1.3 a). Kuna kompenseerimine tugineb faasinihetel, on antud kordisti sagedusdiapasoon sellega piiratud. Mittelineaarne element (näiteks amplituudpiirik transitoril) muundab harmoonilise sisendsignaali selle sageduse kordsete sagedustega laiaribaliseks, polüharmooniliseks signaaliks. Joonisel on näidatud n kanaliga süsteem, kus iga kanal koosneb faasipöörajast vastava faasi võrra ja mittelineaarelemendist. Õigete faasivahekordade valikul saavutatakse summeerimisel madalamate sagedustega signaalikomponentide mahasurumine 20…30 dB ulatuses. Teine võimalus on faasipöörajatega või viiltiinidega n arv korrutite kasutamine (joonis 5.1.4). Sinusoidaalse sisendsignaali korral on väljundis ainult n- s harmooniline. 5.2.Sagedusjagajad- Ka sagedusjagureid kasutatakse vastuvõtjas sagedussüntesaatorites, heterodüünisignaalide formeerimisel . Harmoonilise signaali sagedusjagajate seas on levinum regeneratiivsele tööprintsiibile tuginevad jagurid. Nii koosneb n kordne jagaja (joon. 5.2.1): •segustist, kuhu antakse sisendsignaal, •n-1 kordsest sageduse kordistist •ringahelat sulgevast positiivse tagasiside ahelast . Selline jagaja jagamisteguriga 2…7 võib olla realiseeritud ühe mikroskeemi baasil; oluline on tagada ühest suurem ringahela ülekandetegur. Joonisel on toodud ka mõned lihtsamad struktuuride näited sageduse jagamiseks 2, 3 ja 5 korda. Võrreldes digitaalsete sagedusjagajatega on harmoonilise signaali jagajate: •väljundspekter puhtam, •väiksemad on parasiitkiirgused •väiksem tarvitatav võimsus, •kõrgem on sageduspiir. Samas on aga nõutav LC või mõne muutüübilise võnkeringi olemasolu, elementide parameetrite täpne valik ja häälestus. Viimatitoodud analoogjagurite puuduste tõttu on digitaalsed jagurid (kus sageduspiir või mõni muu kaalutlus seda võimaldab) analooglahendusi välja tõrjumas. 5.3.1.Üldised võimenduse automaatreguleerimise (AVR) põhimõtted- Vaatlesime varemalt mõningaid näiteid automaatse võimenduse reguleerimise kohta. Üldisemas plaanis kasutatakse AVR realiseerimisel järgmiseid põhimõtteid: •levinuimaks oli signaali nivoole reageeriv tagasiulatuv AVR ajalise viitega. •Kui aga on vaja mõõta signaali amplituudi, siis valitakse AVR, mis toimib müranivoo järgi. •Kasutatakse ka AVR- i tugisignaali järgi, mille eesmärgiks on tagada stabiilset võimendustegurit, mitte aga reageerimist sisendsignaali nivoole. Valdavalt kasutatakse ikkagi AVR- i kui vahendit vältimaks vastuvõtja küllastust tugeva sisendsignaali korral ja tagamaks suurt tundlikkust nõrga signaali korral. Vaatleme seda olukorda lähemalt. 1. Nõuet, et vastuvõtja väljundsignaal ei sõltuks sisendsignaali amplituudist, lähtume, et: K=Uvälj/Usis ning seejuures Uvälj=const. Siit tulenevalt saame hüperboolse sõltuvuse, mida on kujutatud (joonisel 5.3.1) kõveraga 1. 2. Tavaliselt aga ei nõuta väljundpingelt püsinivool püsimist eriti rangelt , vaid loetakse oluliseks seda, et ei tekiks vastuvõtja ülekoormust ning sellest tingitud signaali moonutusi. See lihtsustab reguleerimist. Sellisel juhul sisendpinge suurenedes kuni pingeni Usis.max suureneb ka väljundpinge kuni väärtuseni Uvälj. Siis minimaalne võimendustegur võrduks Kmin=Uväljmax/Usis.max. Selliseid katkematu (mööda hüperbooli) reguleerimisega AVR nimetatakse tihti ka lihtsaks AVR- ks. •Võimendusteguri suurendamiseks üle Kmax oleksid kõvera 3 kohaselt vajalikud täiendavad võimendusastmed. Samas ajal oleks võimenduse suurendamine kasutu, tuues isegi kahju täiendavate väljundmürade tekkimise tõttu. 3. Olukorrast on väljapääs AVR väljalülimisega sisendpingetel, mis on väiksemad kui Usis.min. Siin saamegi siis viitega AVR- i -viitega kuni signaal saavutab nivoo Usis.min (karakteristik 4). Sellisel juhul võimendus ei muutu vasakul pool punkti A. 4. Häälestades aga vastuvõtjat ühelt jaamalt teisele, on vahepeal sisendsignaalita olukord, mis viib reguleer-karakteristiku 4 korral vastuvõtja võimenduse maksimaalseks. See väljendub vastuvõtjas suure mürana väljundis. Segava müra mahasurumiseks jaamade ümberhäälestamisel vähendatakse vastuvõtja võimendustegurit ka signaali puudumise korral. Reguleersignaal peab siis peegeldama sisendsignaali amplituudi ning võetakse tavaliselt vahesagedusvõimendi väljundist, kus ta siis alaldatakse. Siin võib tekkida ka vajadus reguleersignaali täiendavaks võimendamiseks. Kasutatava detektori ajakonstant peab olema piisavalt suur, et selle väljundsignaal ei reageeriks ülekantava signaali kiiretele muutustele (näiteks AM signaali mähiskõvera muutustele). Viitega AVR saadakse AVR detektori dioodi vajaliku nivooga vastupingestami-sega. 5.3.1.1. Võimenduse muutmise viisid- Vaatleme resonantsvõimendusastme kui selektiivse võimendi elementaarlüli ülekannet: K≈mn‌‌Y21Kfilter. Seega võib eristada järgnevaid võimenduse reguleerimise viise: •Aktiivelemendi (AE) tõusu Y21muutmisega. Teatavasti sõltub AE tõus töörežiimist – ja seda väga tugevasti. •Lülitustegurite m ja n muutmisega. Seda saaks teha suhteliselt lihtsalt varaktorite abil, kui on tegemist mahtuvusliku sidestusega – mahtuvusliku pingejagajaga. Samas aga kaasneb sellega ka resonantssageduse muutus, mis ei ole soovitav. •Koormustakistuse  muutmisega. Selleks on vaja muuta üheaegselt mahtuvust ja induktiivsust vastupidistes suundades, mis on raskendatud. •Filtri ülekandeteguri muutmisega. Seda saab teha kolmel erineval viisil: 1.Ribafiltri võnkeringide sidestuse muutmisega. Ka on lihtsalt realiseeritav mahtuvusliku sidestuse korral. Kuid siin on reguleerimisulatus väike ning reguleerimisega kaasneb ribalaiuse ning ka resonantssageduse muutus 2.Võnkeringide lahkuhäälestusega. Ka siin kaasneb ribalaiuse muutus. 3.Võnkeringide sumbuvuse muutmisega – viies võnkeringi sisse muudetavad takistused. Kaasneb selektiivsuse halvenemine. Lisaks ülalvaadeldud viisidele kasutatakse ka impulssregulaatoreid. Üks sellistest võimalustest on toodud (joonisel 5.3.2.) Signaal (a) lastakse läbi katkesti , mis töötab AE sulgemisele- avanemisele. Sellejärgselt muutub signaal impulssideks (b, c, d). Impulsside harvendus on siin määratud võtmele antavate impulssidega. Pärast impulsside silumist madalpääsfiltris saadakse pinge, mis on võrdeline võtme väljundsignaali pinge keskväärtusega. See aga sõltub impulsside harvendusest. Lühikeste impulsside (d) korral on filtri väljundsignaal tunduvalt väiksem kui laiade impulsside (a) korral. Nii saadakse küllalt efektiivne reguleersüsteem, mille peamiseks puuduseks on aga tekkiv lai häiresignaalispekter. 5.3.1.2. Automaatse võimenduse reguleeri- mise põhikarakteristikud- Võtame nüüd reguleerimiskarakteristiku, mis näitab võimendusteguri sõltuvust juhtpingest, lähema vaatluse alla (joonis 5.3.3). Kuna vajalik võimendusteguri muutuspiirkond võib olla väga lai, siis kujutame võimendustegurit logaritmilises mastaabis. Jooniselt saab leida maksimaalse tüürpinge amplituudi. Selleks on eelnevalt vaja maksimaalse võimendusteguri järgi määrata võimendustegur maksimaalse sisendsignaali korral võimendi sisendis Kmin=Kmax/. Suuruse Kmin järgi saame jooniselt leida maksimaalse tüürpinge Utüür.max. AVR võimendi võimendusteguriga KAVR sisendpinge saadakse vahetult AVR detektorist, viimane on aga ühendatud põhivõimendi väljundisse. Siis saame: Utüür.max=KAVRUkoormus=(Uvälj.maxcos-Esulge). Järelikult vajalik pinge võimendi väljundis avalduks kui Uvälj.minUtüür.max/KAVR(cos-1). Siit tulenevalt, kui võimendusteguri KAVR=1 korral ülaltoodud võrratus pole rahuldatud, tuleb AVR trakt varustada täiendava võimendusastmega. 5.3.2. Automaatne sageduse järelhäälestus- Vastuvõtjas võivad ilmneda mitmete parameetrite muutused: •sõltuvalt ümbritseva keskkonna temperatuurist, õhurõhust, niiskusest, ajast. Suhteliselt suuremat mõju vastuvõtja parameetritele omavad muutused: •selektiivsetes ahelates, heterodüünisagedusel, alalis- ja vahelduvpinge töörežiimides. oTöörežiimide muutuste mõju on tänapäeva mikroskeemsetes vastuvõtjates oluliselt vähenenud tänu mikroskeemi-sisestele tööpunkte stabiliseerivatele tagasisideahelatele, samuti ka tänu AVR-le. Nii on jäänud põhilisteks mõjutajateks selektiivsete ahelate ajaline stabiilsus. Olukorra parandamiseks on siin kaks võimalust: •kas kasutada stabiilsemaid elemente (näiteks kvartsresonaatoreid), või (ja) siis kasutada selektiivsete ahelate järgihäälestust. Automaatse sageduse järgihäälestuse (ASH) struktuurid tuginevad: •sageduse võrdlemisele etteantud tugisagedusega, veasignaali tekitamissele, veasignaali järgi sageduse järelhäälestusele. Seega võrreldakse häälestatavat sagedust etteantuga. Siinjuures tugisagedust võib ette anda erineval moel. Nii võrreldakse: •Sagedusega, mille muutuse korral muutuvad elektrilise skeemi parameetrid (resonants-sagedusega, silla tasakaalusagedusega vms), Stabiilse generaatori sagedusega, Mõlema ülalmärgitud tugisageduse võrdlemistega. Veel eristatakse veasignaali formeerimist võnkumiste erinevate parameetrite järgi. Nii võib saada veasignaali kas:
1.signaali sageduste võrdlemise tulemusena, 2.signaali faaside võrdlemise tulemusena. Faasi järgi võrdlemisel kasutatakse seda omadust, et kahe signaali sageduste erinemisel, seega ka perioodide erinevusel on nende vahel kogu aeg muutuv faasinihe . 5.3.3.Sageduslik automaatne sageduse järgihäälestus- Levinuim elektroonne heterodüünisageduse järgihäälestus põhineb võnkeringis varaktorite (varikappide) kasutamisele. Varaktorile antav tüürpinge muudab varaktori mahtuvuse muutmisega heterodüüni võnkesagedust. Vaatleme automaatse sagedushäälestuse omadusi vastavalt toodud joonisele osas a. Tähistame: •täpsel pealehäälestusel signaali nimiväärtuse tähisega f0. sign ; heterodüünisageduse ja vahesageduseks muundatud sageduse vastavalt f0.het ja f0.vs. •sageduste kõrvalekalded: 1.Vastuvõetava jaama sageduse muutus oleks suurusega ∆fsign ehk siis jaama sagedus võrduks suurusega fsign=f0.sign-∆fsign. Seejuures muutus ∆fsign võib olla nii positiivne kui ka negatiivne. 2. Heterodüüni sageduse muutus ∆fhet , mistõttu heterodüünisagedus võrdub fhet=f0.het+∆fhet. 4.Vahesageduse kõrvalekalle suuruse ∆fvs võrra viib veapinge tekkimisele sagedusdetektori väljundis. Andes ette ∆fvs väärtused, leiame vastavad sageduse kõrvalekalded ja konstrueerime reguleerimiskarakteristiku alljärgnevalt: (joon 5.3.9) 1. Arvutame tüürpinge sõltuvuse vahesageduse kõrvalekalletest Utüür=ψ(∆fvs). 2. Arvutame või saame eksperimentaalselt heterodüünisageduse kõrvalekalded tüürpingest δ´fhet=ξ(Utüür). 3.Ülaltoodud p.1 ja p.2 saadud tulemuste järgi konstrueerime heterodüünisageduse muutused sõltuvana vahesageduse muutustest δ´fhet=ξ[ψ(∆fvs)]. • Lahkuhäälestuse ∆f kasvamisel suureneb vahesageduse kõrvalekaldumine oma nimiväärtusest. Seejuures on vahesageduse muutus tunduvalt väiksem (kuni mitmeid kümneid kordi ) kui seda esile kutsuv heterodüüni- või signaalisageduse muutus. •Nii kehtib see kuni punktini A (positiivne sageduse muutus) või punktini B (negatiivne sageduse muutus). •Edasi tuleb ebapüsiv piirkond – mis tähendab sagedusdetektori tööpiirkonnast väljaminekut. See tähendab tüürpinge vähenemist, mistõttu väheneb ka heterodüüni järgihäälestusdiapasoon, jäädes vajalikust ulatusest väiksemaks. Järelhäälestuse vähenemise tõttu jätkub vahesageduse muutus, mis omakorda vähendab tüürpinget jne. •Selle tulemusena väljub vahesagedus vahesagedustrakti pääsuribast ning sagedusdetektori tüürpinge läheneb nullile . Toimub hüppeline üleminek uuele režiimile, vahesagedus võtab nüüd sellise väärtuse, nagu see oleks olnud ilma automaatreguleerimiseta. Tähendab – vahesagedus muutub nüüd sama palju kui muutub sageduse kõrvalekalle ∆f. Joonisel on see näidatud üleminekuga A-st M-i (B-st N-i). Siit alates karakteristik jätkub 450 nurga all. •Järgnevalt eeldame, et lähtepunkt on punktist M paremal – st et vahesagedus asetseb eemal sagedusdetektori tööpiirkonnast. See tähendab, et tegelik vahesagedus on sagedusdetektori ja vahesagedusvõimendi sageduspiirkonnast väljaspool, vastuvõtja on täielikult lahku häälestatud ning pole signaali vastuvõtja väljundis. Seega juhtahelas puudub ka tüürpinge. •Vähendades nüüd sageduse erinevust ∆f . Sellele vastavalt hakkab vahesagedus vähenema, lähenedes nimiväärtusele. •See kestab niikaua, kui sagedusdetektori väljundis tekkib vähimgi tüürpinge (punktid C ja D). Tüürpinge hakkab häälestama heterodüüni, mis veelgi lähendab vahesagedust nimiväärtusele; toimub järgihäälestuse “nakkumine” signaaliga ning tekkiv vahesagedussignaali sagedus “tõmmatakse” vahesagedustrakti pääsuriba kesksageduse juurde (detektori “S” kõvera keskele ). Järelikult, punkt C või D ei ole püsivad tööpunktid, neist toimub hüpe püsivasse tööpiirkonda, kus edaspidi jääb säiluma sageduse automaaatne järelhäälestus.
5.3.4 Automaatne sageduse järgihäälestus faasi järgi (FASH)- Tüürpinge on üldjuhul kirjeldatav seosega: Utüür=ψ(φ)KMPF. Tüürpinge muudab omakorda generaatori sagedust seaduspärasusega δ´f=ζ(Utüür). Oletame, et häälestatava ja tugigeneraatori sageduste lahkuhäälestus: •Oli algselt δf. •Automaatjärelhäälestuse mõjul muutub generaatori sagedus mingi väärtuse δ´f võrra. •Sellele vastab siis lahkuhäälestus ∆f=δf-δ´f. •Reguleerpinge Utüür=ψ(φ)KMPF, mis sõltub faaside erinevusest
ovõib olla kas positiivne või negatiivne. oJärelikult ka sageduse muutus δ´f=ζ(Utüür) võib olla nii positiivne kui ka negatiivne. •Arvestades ülaltoodud tähistusi, saame: ∆f=δf-ζ[ψ(φ)Kfilter]. Seega saame viimatitoodud seose viia kujule: dφ/dt≈δω-Sjuhkarakt.ψ(φ). Saadud avaldis võimaldab konstrueerida faasipildi ning saada ettekujutuse häälestatava generaatori faasimuutustest. Arvestades funktsiooni ψ(φ) kuju, saame nelja erineva alglahkuhäälestuse δω kohta (joonis 5.3.11) toodud faasitrajektoorid. •Faasitrajektoor b vastab alglahkuhäälestuse puudumisele ning näitab, et faasinihe püüdleb stabiilse asendi φ=0 poole. • Trajektoor c vastab algsele lahkuhäälestusele δω. Ka siin püüdleb faas stabiilse, kuid siin mitte nullise asendi poole. Siin saavutatavale stabiilse asendile vastab küll sageduste võrdsus, kuid nende signaalide vahele jääb püsiv faasinihe φjääk . See nihe on seda suurem, mida suurem on algne sageduste erinevus δω. Jooniselt nähtub ka see, et vaadeldud FASH võib olla kasutatav ka sagedusdetektorina. Samal ajal on faasdetektori väljundpinge väikeste faasinihete korral lineaarses sõltuvuses faasist φjääk. Aeglastel sagedusmuutustel tagatakse praktiliselt generaatorite täielik sünkronisatsioon. 5.3.5. Signaalisage-duse automaatsed otsingusüsteemid- Vajadus signaalide otsimiseks sageduse järgi tekib juhul, kui signaali sagedus ei ole täpselt teada või kui on vaja valida mitmete erinevate jaamade vahel – näiteks raadioringhäälingu ja TV vastuvõtjates.
Tüüpilisem otsingusüsteemi lahendus on toodud (joonis 5.3.12). •Juhtpinge formeeritakse integraatoris, mille sisendisse antakse summatori signaal. •Summaatori signaal formeeritakse omakorda kolmest signaalist: 1. Elektronvõtme kaudu pealeantav pinge pingeallikast. See kutsub integraatori väljundis esile suhteliselt aeglase tüürpinge Utüür muutuse. Aeglaselt muutuv tüürpinge, mõjutades sageduse juhtplokki, muudab aeglaselt ka heterodüünisagedust, tagades signaali otsingu sagedusdiapasoonis. 2. Saehambakujuline signaal. Tüürpinge antakse etteantud rakenduslävega nullimisplokile. Kui pinge Utüür saavutab rakendusläve, antakse summaatori sisendisse 2 sellise polaarsuse ja väärtusega pinge, mille tagajärjel integraatori väljundpinge läheneb lähtesuurusele, mille järel algab uus otsingutsükkel. Taastub pinge Utüür aeglane, algsuurusest algav kasv kuni lävepinge saavutamiseni jne. Pole raske näha, et ülalmainitud tegevuse tulemusena formeeritakse saehambakujuline generaator, mille väljundpinge järgi toimub vastuvõtu skaneerimine etteantud sagedusdiapasoonis. Edasine tüürpinge muutus sõltub summaatori 3. sisendi pingest ja selle polaarsusest. Signaali nõrgenemisel või isegi kadumisel – st summaatori sisendpinge kadumisel – integraator püüab hoida tüürpinget teatud aja jooksul. Kui signaal ei kao kauaks , siis vahepealne tüürpinge mõningane vähenemine (väikene heterodüünisageduse muutus) ei vii vastuvõtjat välja ASH haardeulatusest ning signaali ilmumisel taastub esialgne olukord. Kui aga signaali kadumisel tekkiv sageduserinevus on suur, toimub side katkemine ning võib esineda häälestus mõnele teisele jaamale. 5.4. Programmeeritav raadio 5.4.2 Lihtsa programmeeritava vastuvõtja konstrueerimine -Selleks tuleb meil muundada RF signaal kandevsagedusega 14,001 MHz otse helisignaaliks – kasutades selleks otsemuundamise põhimõtet . Selleks anname segustisse heterodüünisignaali sagedusega 14.0 MHz – saades vahesageduslikuks kandev -sageduseks 1 kHz. Kui nüüd madalpääs-filtri lõikesagedus on 1,5 kHz, siis iga signaal vahemikus 14,000 MHz kuni 14,0015 MHz on otsemuundusvastuvõtja pääsuribas. Sellise lihtsa lähenemise probleemiks on, et me võtame üheaegselt vastu ka signaalid sagedusvahemikus 13,99815 MHz kuni 14000 MHz - mis moodustavad vahesageduse pääsuribas imaginaarsignaalid - nagu seni vaadeldud supervastuvõtja peegelkanal seda teeb. Üldistatud valem kahe signaali korrutamisel näeb välja järgmine: fs*fhet=(1/2)*[(fs+fhet)+(fs-fhet)+(-fs+fhet)+(-fs-fhet)]. Kui kasutame otsemuundust, siis saame kasuliku signaali sageduskomponendid. Madalpääsfilter lõikab ära tekkinud nii positiivsed kui negatiivsed kõrgemad sagedused – kuid lisaks soovitud + 0,001 MHz sagedusele jääb alles ka miinus 0,001 MHz sagedus. Viimane jääb siis14,00 MHz kesksagedusest siis teisele poole. Kui sisendis pole signaale sagedustel 13,99815 kuni 14,000 – siis häireid ei teki. Samas tekkinud peegelkanal, mis nullise vahesageduse juures jääb nüüd negatiivsete sageduste poolele, põhjustab ikkagi täiendavat müra vastuvõtjas. Peegelsagedustest on võimalik vabaneda kvadratuurse segusti kasutamisega. Seega pöördume tagasi olukorra juurde, kus meil on signaal komplekskujul, koosnedes Im ja Re (inglise keeles I ja Q) osadest. Läheme tagasi muutuva amplituudiga signaali juurde. Seda võib kujutada kui signaali, kus signaali faas infot ei kanna (nagu näiteks AM signaali detekteerimisel, kus kasutatakse mõlemat külgriba ning kus väljundsignaali amplituud sõltub AM indeksi m sügavusest, mitte faasist). Enamus tänapäevaseid modulatsioone eeldavad aga ka signaalikomponentide faasieristusi. Selleks on mõistlik kasutada kvadratuur-detektorit. Tuletagem meelde kompleksarvu kujutamist reaal- ja imaginaarosana komplekstasandil. Antud juhul siis vektor mt pöörleb kiirusega 2πfs ; selle suurus ja nurk on määratavad teatavasti alljärgnevate valemitega: mt=√(I2t+Q2t) ja φt=tg-1(Qt /It ). 6.3. Signaal kui infokandja 6.3.1. Signaalide liigid- Signaale liigitame: Tekke järgi •Determineeritud •Juhuslikud. Muutuse kiiruse järgi: •Analoog •Digitaalsed. Spektri järgi •Kitsaribalised •Laiaribalised. Determineeritud signaalid võivad olla kas perioodilised perioodiga T või üksikvõnkumised. Determineeritud signaale iseloomustatakse nii sagedusteljel nende spektraalse koostisega (spektriga) kui ka ajaises mastaabis (ostsillogrammiga). Juhuslikud signaalid on juhusliku protsessi tulem, nende omadusi iseloomustatakse tõenäosusteooriale tuginevate statistliste hinnangutega, milledest levinumad on signaali keskväärtus ja dispersioon) kui ka statististe karakteristikutega. Nii näiteks eristatakse juhusliku signaali sagedusjaotust sageduse järgi (spektraalkarakteristik), amplituudide jaotus signaali ajalisel kulgemisel. 6.3.2. Perioodilise signaali spekter- Suvalist perioodilist signaali kui ajafuntsiooni s(t) on võimalik kujutada polünoomina teatud baasfunktsioonide abil. Baasfunktsioonideks võivad olla kas trigonomeetrilised , eksponentsiaalsed või mingid teised ortogonaalsed signaalid. Raadiotehnikas on levinud signaalide kujutamine Fourier reana – sellisel juhul on siis baasfuntsioonideks trigonomeetrilised funtsioonid. Sinusoidaalsete signaalide kasutamine baasfuntsioonidena annab mitmeid eeliseid . Nende abil saab: •kirjeldada võnkumisi võnkeringides, kirjeldada võnkeringide ja teiste ahelate sageduslikke omadusi, lihtsa matemaatilise esituse, kontrollida eksperimentaalset seadmete omadusi, uurida ahelaid teoreetiliselt, teades, et läbides lineaarseid ahelaid – nende kuju ei muutu; läbides aga mittelineaarseid ahelaid – saame harmoonilie analüüsi kaudu ka neid iseloomustada.